圖1 雙向開(kāi)關(guān)無(wú)橋PFC電路拓?fù)?/div>
電路圖說(shuō)明：
Q1、Q2組成雙向開(kāi)關(guān)，D1、D2為快恢復(fù)二極管，D3、D4為慢恢復(fù)二極管(通常選擇單個(gè)整流橋以簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)、優(yōu)化成本);理論上，D3、D4也可以使用MOS管，并可實(shí)現(xiàn)同步整流功能，但需增加相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路。
為了消除在輸入電壓過(guò)零時(shí)刻，慢恢復(fù)二極管D3、D4兩端的高頻抖動(dòng)電壓，增加了C1、C2兩個(gè)電容;
Vo為PFC母線電容輸出電壓;
工作原理
主電路的工作原理
該電路的開(kāi)關(guān)控制器件為Q1與Q2組成的雙向開(kāi)關(guān)。為了驅(qū)動(dòng)電路的簡(jiǎn)化，Q1、Q2的驅(qū)動(dòng)方式采用同開(kāi)同關(guān)控制方式。同時(shí)由于其S極是浮地的，故其驅(qū)動(dòng)電路需要采用浮地驅(qū)動(dòng)方式。電路中D1、D2為快恢復(fù)二極管，D3、D4為慢恢復(fù)二極管。
按照目前的器件水平，我們選擇的快恢復(fù)二極管，其反向恢復(fù)時(shí)間大多為幾十ns水平(SiC二極管則在幾ns的水平)，而常用的慢恢復(fù)二極管在相同的測(cè)試條件下，其反向恢復(fù)時(shí)間大多在幾百ns水平，即慢恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間要遠(yuǎn)大于快恢復(fù)二極管。該電路拓?fù)湟舱抢昧薉3、D4遠(yuǎn)大于D1、D2的反向恢復(fù)特性，在交流輸入正負(fù)半周時(shí)段中可以通過(guò)分別保持D3、D4的導(dǎo)通而使該電路拓?fù)浍@得良好的EMC特性。該電路拓?fù)涞木唧w工作原理描述如下(后續(xù)的工作狀態(tài)分析中，都假設(shè)各器件為理想器件)：
交流輸入為正半周時(shí)(具體工作時(shí)序電路圖請(qǐng)見(jiàn)圖2，相關(guān)波形請(qǐng)見(jiàn)圖4)：
(a)當(dāng)Q1、Q2開(kāi)通時(shí)，交流輸入經(jīng)L、Q1、Q2通路給PFC電感L持續(xù)充電，電感電流iL線性上升。由于快恢復(fù)二極管D1反向恢復(fù)的時(shí)間要遠(yuǎn)小于D4的反向恢復(fù)時(shí)間，當(dāng)Q1、Q2開(kāi)通后，快恢復(fù)二極管D1很快反向截止，而D4依然處于反向恢復(fù)導(dǎo)通狀態(tài)。D1截止后，其兩端電壓迅速上升為母線電壓Uo，從而使D4上反向承受的電壓在Q1、Q2導(dǎo)通期間一直為零(也可以理解D1截止后，其反向恢復(fù)通路中反向恢復(fù)電流為零，無(wú)法繼續(xù)抽取D4中存儲(chǔ)的反向恢復(fù)電荷，從而一直維持D4的反向?qū)顟B(tài))。D2由于Q1、Q2、D4的鉗位，其兩端電壓為零。
(b)當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷時(shí)，Q1、D2體電容充電至母線電壓Uo,二極管D1、D4正向?qū)ǎ姼须娏餮谼1、母線電容、D4續(xù)流，電感電流iL線性上升。期間，Q2由于體二極管的鉗位，其DS兩端電壓一直為零。
由上可知，在整個(gè)正半周區(qū)間D4一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，D3一直處于截止?fàn)顟B(tài)。在交流輸入正半周時(shí)刻，Q1實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)控制，Q2的同開(kāi)同關(guān)可以起到類(lèi)似同步整流作用。
交流輸入為負(fù)半周時(shí)(具體工作時(shí)序電路圖請(qǐng)見(jiàn)圖3，相關(guān)波形請(qǐng)見(jiàn)圖5)：
(a)當(dāng)Q1、Q2開(kāi)通時(shí)，交流輸入通過(guò)Q2、Q1、L通路給PFC電感L持續(xù)充電，電感電流iL線性上升。與上面的原理相同，由于快恢復(fù)二極管D2反向恢復(fù)的時(shí)間要遠(yuǎn)小于D3的反向恢復(fù)時(shí)間很長(zhǎng)，當(dāng)Q1、Q2開(kāi)通后，快恢復(fù)二極管D2很快反向截止，從而使D3一直處于反向恢復(fù)導(dǎo)通狀態(tài)。在此期間，D1由于Q1、Q2、D3的鉗位，其兩端電壓為零。
(b)當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷時(shí)，Q2、D1充電至母線電壓Uo，二極管D3、D2正向?qū)ǎ姼须娏餮谼3、母線電容、D2續(xù)流。期間，Q1由于體二極管的鉗位，其DS兩端電壓一直為零。
由上可知，在整個(gè)正半周區(qū)間D3一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，D4一直處于截止?fàn)顟B(tài)。在交流輸入負(fù)半周時(shí)刻，則Q2實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)控制，Q1起到類(lèi)似同步整流作用。
由上面的分析可知：正是由于D3、D4的反向恢復(fù)特性，D4、D3分別在交流輸出正負(fù)半周保持導(dǎo)通狀態(tài)，即D3、D4兩端電壓為幅值Uo，交流輸入工頻的方波，從而消除了母線正負(fù)電壓節(jié)點(diǎn)相對(duì)于交流輸入L/N的PFC開(kāi)關(guān)頻率的電壓抖動(dòng)。
圖2 交流輸入正半周電路工作原理示意圖
圖3 交流輸入負(fù)半周電路工作原理示意圖
總結(jié)：
雙向開(kāi)關(guān)無(wú)橋PFC電路拓?fù)鋵儆跓o(wú)橋PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的一種，其相對(duì)于雙電感無(wú)橋PFC電路拓?fù)錅p少了一個(gè)電感后，依然具有很好的EMC特性。故該電路拓?fù)湓诂F(xiàn)有的器件水平下可以很好地滿(mǎn)足高效率高功率密度的要求(在現(xiàn)有的無(wú)橋拓?fù)渲校撾娐吠負(fù)淦骷?shù)僅多于圖騰柱無(wú)橋PFC拓?fù)?。其不足之處在于：MOS管的驅(qū)動(dòng)需要浮驅(qū)電路，同時(shí)電流采樣也相對(duì)復(fù)雜，從而需要增加相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)、采樣及其輔助電源電路的成本。因此該單元電路適合于高效率高功率密度的模塊，對(duì)效率要求不高的模塊仍推薦使用傳統(tǒng)有橋Boost PFC電路。
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